encypowerdistributionsystem)，与传统的直流配电体系不同的是，HFPDS选用高频沟通配电体系。它具有以下长处：(1)体系简略；(2)效率高；(3)可靠性高；(4)成本低。因为输出频率比较高，无法选用SPWM等控制办法，所以现在的多为方波或准方波输出，然后经过谐振滤波网络得到高频正弦波。本文剖析了变换器的作业原理，软开关完成条件和谐振滤波电路的规划。

  图1为高频输出不对称半桥逆变器拓扑，由不对称半桥变换器、四阶谐振滤波网络和高频变压器构成。图2为高频输出不对称半桥逆变器的要害波形。不对称半桥逆变器在一个开关周期中可以分红6个不同的作业时段。当不对称半桥逆变器带阻性负载时，谐振滤波器规划为理性，使输出电压超前串联谐振支路的电流，完成一切开关管软开关。为剖析便利，在不影响剖析成果的前提下，做如下假定：①一切开关管、电感、电容、变压器均为抱负器材；②谐振滤波器滤波才干满足，输出电压的频率与开关管频率相同。各开关状况的作业情况描绘如下：

  t0时刻，开关管Q2关断。因为负电流is的存在，C1放电，C2充电，一旦C1端的电压为零时，负谐振电流is使得D1导通。在死区时刻内有必要有满足的能量将C1中能量抽走。

  到t2时刻，电流为零。此刻今后输入电压加在谐振滤波器的输入端，使电流is正向活动，给负载供电。

  在t3时刻，开关管Q1关断，因为寄生电容的存在，开关管Q1相当于软关断。因为电流为正，此刻C1充电，C2放电。一旦C2端的电压为零时，正谐振电流is使得D2导通。此段时刻内亦有必要有满足的能量抽走C2中的能量。

  到t5时刻，电流为零。此刻今后谐振滤波器开端开释能量，使电流is负向活动，给负载供电。

  不对称半桥逆变器在死区时刻内要有满足的能量来抽走即将注册的开关管结电容或许外并电容上的电荷，并给另一个刚刚关断的开关管结电容或许外并电容充电，则谐振滤波器有必要规划为理性，即输出电压超前于串联谐振支路的电流。这是完成功率开关管ZVS的必要条件。假如不满足式(1)，那么就没办法完成ZVS。开关管Q1和Q2之间的死区时刻有必要足够长，才干使开关管结电容或许外并电容彻底进行充放电。

  式中，Lr为谐振滤波器的等效电感，I1为死区时刻内的均匀电流，Ci()为开关管的结电容或许外接电容。

  不对称半桥变换器的输出端vs(t)为准半方波，而输出电压波形THD要小于2%，则有必要只要选用4阶和高于4阶的谐振式滤波器才干滤出THD小于2%的正弦波，一起为了减小滤波器体积，挑选4阶谐振式滤波器。谐振式滤波器的效果有：(1)将输出的准方波进行滤波，阻隔直流重量，减小输出电压的谐波含量，使波形挨近正弦波；(2)在阻性负载的情况下，使得输出电压超前于串联谐振支路的电流，以此来完成全桥开关管的ZVS。规划谐振式滤波器的Ls、Cs的谐振频率等于开关频率，Lp、Cp的谐振频率高于开关频率。为剖析便利，将Lp分解为Lp1和Lp2，其间Ls和Cs在开关频率处串联谐振，Lp1和Cp在开关频率处并联谐振，等效电路图如图3所示。

  不对称半桥变换器的输出端vs(t)经谐振滤波器滤波后得基波电压，即输出电压的有效值为：

  相对于基波来说，谐振滤波器为理性。按传统的串并联谐振滤波器规划在基波频率下彻底谐振的Ls、Cs和Lp1、Cp；再经过软开关完成条件规划电感Lp2。

  为了验证本计划的可行性，对此逆变器进行了仿真验证。仿真数据如下：输入电压Vin=510V，输出电压Vo=500V，输出电压频率为118kHz、Ls=88μH、Cs=20nF、Ls=20μH、Cp=70nF、开关频率fs=118kHz、变压器初次级变比

  图5为阻性负载下的输出电压vo和谐振滤波器串联支路的电流is波形。图6为阻性负载情况下的Q1的驱动电压波形vGS及其DS端的电压vDS波形，在驱动电压vGS变为正时，MOS管的vDS现已为零，此刻开关管的注册是零电压注册。而当开关管关断时，其结电容约束了vDS的上升速率，因而开关管近似零电压关断，由此说明晰开关管完成了ZVS。图7为阻性负载情况下的Q2的驱动电压波形vGS及其DS端的电压vDS波形。

  本文研讨了不对称半桥软开关高频输出逆变器，详细剖析了不对称半桥逆变器的作业原理，软开关完成条件和谐振滤波器的规划。试验标明，此计划可以输出THD小于3%的高频沟通正弦波，在典型负载为阻性时，从空载到满载范围内完成零电压开关，效率高，适用于小中功率高频沟通电输出场合。