80年代问世的绝缘栅双极性晶体管IGBT是一种新型的电力电子器件，它综合了GTR和MOSFET的优点，控制方便、开关速度快、工作频率高、安全工作区大。随着电压、电流等级的逐步的提升，IGBT成为了大功率开关电源、变频调速和有源滤波器等装置的理想功率开关器件，在电力电子装置中得到十分普遍的应用。

  随着现代电力电子技术的高频大功率化的发展，开关器件在应用中潜在的问题越来越突出，开关过程引起的电压、电流过冲，影响到了逆变器的工作效率和工作可靠性。为解决以上问题，过电流保护、散热及减少线路电感等措施被积极采用，缓冲电路和软开关技术也得到了广泛的研究，取得了迅速的进展。本文对这方面做了综述。

  SPWM变频调速系统的原理框图如图1所示。主回路为以IGBT为开关元件的电压源型SPWM逆变器的标准拓扑电路，电容由一个整流电路进行充电，控制回路产生的SPWM信号经驱动电路对逆变器的输出波形来控制;变频器向异步电动机输出相应频率、幅值和相序的三相交流电压，使之按一定的转速和旋转方向运转。

  图2为典型的UPS系统框图。它的基本结构是一套将交流电变为直流电的整流器和充电器以及把直流电再变为交流电的逆变器。蓄电池在交流电正常供电时贮存能量且维持正常的充电电压，处于“浮充”状态。一旦供电超出正常的范围或中断时，蓄电池立即对逆变器供电，以保证UPS电源输出交流电压。

  UPS逆变电源中的主要控制对象是逆变器，所使用的操控方法中用得最为广泛的是正弦脉宽调制(SPWM)法。

  并联型有源滤波系统的原理图如图3所示。主电路是以IGBT为开关元件的逆变器，它向系统注入反向的谐波值，理论上可以完全滤除系统中存在的谐波。与变频调速器不同的是，有源滤波器pwm控制信号的调制波是需要补偿的各次谐波的合成波形，为了能精确的反映出调制波的各次谐波成分，必须大幅度的提升载波的频率。这对开关器件的开关频率也提出了更高的要求。

  显然，IGBT是作为逆变器的开关元件应用到各个系统中的，常用的操控方法是pwm法。理论上和事实上都已经证明，如果把pwm逆变器的开关频率提高到20khz以上，逆变器的噪声会更小，体积会更小，重量会更轻，输出电压波形会更加正弦化，可见，高频化是逆变技术发展趋势。但是通常的pwm逆变器中，开关器件在高电压下导通，在大电流下关断，处于强迫开关过程，在高开关频率下运行时将受到如下一系列因素的限制：

  IGBT为四层结构，使体内存在一个寄生晶闸管，等效电路如图4所示。在npn管的基极与发射极之间有一个体区短路电rs,p型体区的横向空穴流会产生一定的压降，对j3来说相当于一个正偏置电压。在规定的范围内，这个正偏置电压不大，npn管不会导通。当ic大于某些特定的程度时，该正偏置电压足以使 npn管开通，进而使npn和pnp管处于饱和状态，于是寄生晶闸管开通，栅极失去控制作用，即擎住效应，它使ic增大，造成过高的功耗，甚至导致器件损坏。温度上升会使得IGBT发生擎住的icm严重下降。

  在IGBT关断的动态过程中，如果dvce/dt越高，则在j2结中引起的位移电流cj2dvce/dt越大，当该电流流过体区短路电阻rs时，可产生足以使npn晶体管开通的正向偏置电压，满足寄生晶闸管开通擎住的条件，形成动态擎住效应。温度上升会加重IGBT发生动态擎住效应的危险。

  (2)过高的di/dt会通过IGBT和缓冲电路之间的线路电感引起开关时的电压过冲

  以线所示，关断过程中，感性负载电流iб保持不变，即iб=it+id保持不变，it从零增大到iб。由于二极管d导通，voe=0,由于it随时间线性减小，电感lб两端感应电压vl=vbc=lбdit/dt应为负值，

  因此，在关断过程一开始，vt立即从零上升到vcem,it在从i0下降至零期间，vt=vcem不变。直到it=0、id=i0以后，vt才下降为电源电压vd,如图5(b)所示。vcem超过vd的数值取决于lб、tfi和负载电流i0,显然过快的电流下降率di/dt(即tfi小)、过大的杂散电感lб或负载电流过大都会引起关断时元件严重过电压，且伴随着很大的功耗。

  可见，尽管IGBT的快速开通和关断有利于缩短开关时间和减小开关损耗，但过快的开通和关断，在大电感负载下，反而是有害的，开通时，存在续流二极管反向恢复电流和吸收电容器的放电电流，则开通越快，IGBT承受的峰值电流也就越大，甚至急剧上升，导致IGBT或者续流二极管损坏。关断时，大电感负载随IGBT的超速开通和关断，将在电路中产生高频、幅值很高而宽度很窄的尖峰电压ldi/dt,常规的过电压吸收电路由于受到二极管开通速度的限制难以吸收该尖峰电压，因而vce陡然上升产生过冲现象，IGBT将承受较高的dvce/dt冲击，有可能造成自身或电路中其它元器件因过电压击穿而损坏。

  (3) 在开通和关断瞬间开关器件的状态运行轨迹超出反向安全工作区(rbsoa)

  反向安全工作区(rbsoa)是由最大集电极电流icm、最大集射极间电压vce和电压上升率dvce/dt三条极限边界线围成的，随IGBT关断时的在加dvce/dt而改变，dvce/dt越高，rbsoa越窄，因此在开通和关断瞬间产生的高dvce/dt将会使开关器件的状态运行轨迹更容易超出rbsoa,影响开关可靠性。

  (4) 二极管反向恢复时的dv/dt和IGBT关断时的浪涌电压会在开关时产生过流

  众所周知，IGBT存在弥勒电容ccg和输入电容cge,IGBT两端的电压过冲会通过ccg耦合栅极，使栅极电压瞬时升高，因为栅极负偏压和输入电容cge的存在，这时栅极电压所达到的高度比集电极的过冲要低的多，但它还是可能超过门槛值而使本应截止的管子导通，因此上下桥臂直通而过电流。

  如果由此引起的门极电压足以使管子进入饱和，则已不是直通而是短路了。在集电极电压过冲后的震荡衰减过程中这种过流或短路也会连续多次出现，实验证明这一现象确实存在。

  对于以上问题，一般采取的实用性措施有：选用有效的过流保护电路、采用无感线路、积极散热、采用吸收电路和软开关技术。

  在IGBT的应用中，关键是过流保护。IGBT能承受的过流时间仅为几微秒，这与scr、GTR(几十微秒)等器件相比要小得多，因而对过流保护的要求就更高了。IGBT的过电流保护可分为两种类型，一种是低倍数(1.2~1.5倍)的过载电流保护;

  另一种是高倍数(8~10倍)的短路电流保护。对于过载保护可采用瞬时封锁门极脉冲的方法来实现保护。对于短路电流保护，加瞬时封锁门极脉冲会因短路电流下降的di/dt太大，极易在回路杂散电感上感应出很高的集电极电压过冲击穿IGBT,使保护失效。

  (1) 首先应软降栅压，以限制短路电流峰值，延长允许短路时间，为保护动作赢得时间;

  IGBT驱动器exb841、m57962和hl402b均能满足以上要求。但这些驱动器不能彻底封锁脉冲，如不采取一定的措施在故障不消失情况下会造成每周期软关断保护一次的情况，这样产生的热积累仍会造成IGBT的损坏。为此可利用驱动器的故障检验测试输出端通过光电耦合器来彻底封锁门极脉冲，或将工作频率降低至1hz以下，在故障消失时自动恢复至正常工作频率。

  如图6所示，IGBT的驱动模块m57962l上自带保护功能，检测电路检测到检测输入端1脚为15v高电平时，判定为电流故障，立即启动门关断电路，将输出端5脚置低电平，使IGBT截止，同时输出误差信号使故障输出端8脚为低电平，以驱动外接保护电路工作，延时8~10μs封锁驱动信号，这样能很好地实现过流保护。经1~2ms延时后，如果检测出输入端为高电平，则m57962l复位至初始状态。

  由前面的分析可知，相对于同样的di/dt,如果减小杂散电感lб的数值，一样能缓减关断过程的dvce/dt.对于功率较大的IGBT装置，线路寄生电感较大，可用两条宽而薄的母排，中间夹一层绝缘材料，相互紧叠在一起，构成低感母线，也有专门的生产厂商为装置配套制作无感母线。无感母线降低电压过冲的意义不仅为了尽最大可能避免过流或短路，还在于减轻吸收电路的负担，简化吸收电路结构，减少吸收电阻功耗，减少逆变器的体积。这也是很令人关注的问题 [7].

  IGBT在开通过程中，大部分时间是作为MOSFET来运行的，只是在集射电压vce下降过程后期，pnp晶体管由放大区至饱和区，增加了一段延缓时间，使vce波形被分为两段。IGBT在关断过程中，MOSFET关断后，pnp晶体管中的存储电荷难以迅速消除，使集电极电流波形变为两段，造成集电极电流比较大的拖尾时间。显然，开通关断时间的延迟会增加开关损耗，并且，每开通关断一次损耗就会累加，如果开关频率很高，损耗就会很大，除了降低逆变器的效率以外，